尿酸流量計在外觀和組裝方式，還是在內(nèi)部結構，都做了新的突破：棱角分明的外觀，快裝無焊接工藝，磁場分布更優(yōu)的合理化結構。同時還引進了噴鋅工藝，即使在苛刻的環(huán)境下，仍能長效地保護流量計的管體表面，表面防腐性能優(yōu)越，測量管內(nèi)無阻流部件，無壓損，直管段要求低。對漿液測量有獨特的適應性 以往的尿酸流量計的設計很多還有待改進，例如：激磁電路基本采用模擬式恒流源，功耗大的同時也引入了干擾，并且精確度不高；轉(zhuǎn)換器大多使用8位或16位的單片機，較為復雜的算法就難以實現(xiàn)或響應時間過慢；抗干擾主要集中在硬件電路的設計等。本系統(tǒng)采用32位ARM處理器，提高數(shù)據(jù)處理能力和算法復雜度；并設計了低功耗的激磁電路，同時利用反饋原理消除激勵電流不穩(wěn)定對A/D轉(zhuǎn)換結果的影響并在軟件算法和硬件電路方面提出了有效的消除零點漂移以及其他干擾的措施，使尿酸流量計測量精度更為提高。
1、尿酸流量計的測量原理
由法拉*電磁感應定律可知，當導體在磁場中做切割磁力線運動時，在導體兩端就產(chǎn)生感應電動勢。設在磁場強度為B的均勻磁場中放置一個垂直于磁場方向的直徑為D的管道，當導電液體在管道中流動時，導電液體切割磁力線，就會在和磁場及流動方向垂直的方向產(chǎn)生感應電動勢。如果在管道截面上垂直于磁場的直徑兩端安裝一對電極，兩電極之間就會產(chǎn)生感應電動勢。如管道內(nèi)流速v為軸對稱分布，不考慮感應電動勢的正負可得：

其中，B為磁感應強度，A為磁通量變化面積，D為導體長度，dl為被測介質(zhì)運動的距離，v為被測介質(zhì)運動的速度，U為感應電動勢。
所測液體的體積流量為：

式（1）說明，導體在磁場內(nèi)作切割磁力線運動，導體兩端產(chǎn)生的感應電動勢的大小與磁感應強度B成正比，與導體的長度D成正比，與導體運動的速度v成正比。由式（2）可知液體的體積流量與感應電動勢成正比，這就是尿酸流量計的設計原理。
2、尿酸流量計中的干擾源分析
傳感器提供給轉(zhuǎn)換器的流量信號是電極間的電位差，即一種電壓信號。在實際測量中，由于電磁感應、靜電感應以及電化學電勢等原因，電極上所得到的電壓不僅僅是與流速成比例的電動勢，也包含各種各樣的干擾成分在內(nèi)。
*先尿酸流量計工作現(xiàn)場存在大量的工頻信號，耦合在激磁回路、電極、前端放大器的工頻干擾噪聲對流量測量的準確性造成極大的影響。其次，在低頻矩形波激磁方式下，其干擾主要表現(xiàn)為由激磁電流突變產(chǎn)生的微分干擾信號，隨著電流的穩(wěn)定，干擾信號隨之消失；另外，由于電磁流量傳感器的“變壓器效應”，會產(chǎn)生相位上與流量信號相差90°的正交干擾信號；此外，由于電磁屏蔽缺陷，接地不良，雜散電容等引起返回電流不平衡產(chǎn)生共模干擾，它可能導致電路某些參考電位變化，是造成尿酸流量計零點漂移的原因之一，同時產(chǎn)生高的輻射電場使電路的電磁兼容性惡化；串模干擾是由于印刷電路板設計電磁兼容性考慮不足造成的信號質(zhì)量下降，特別是高速走線和模擬電路易受到影響；還有就是電化學極化電動勢干擾，它是被測液體中電解質(zhì)在感應電場作用下在電極表面極化產(chǎn)生，是尿酸流量計零點漂移的主要原因。
3、尿酸流量計的抗干擾措施及其效果分析
3.1高精度的激磁電路的設計
該系統(tǒng)采用6.25Hz的雙極性低頻矩形波激磁，這種激磁方式不僅可以克服直流激磁產(chǎn)生的電極極化效應，也可以克服工頻正弦波激磁產(chǎn)生的正交干擾影響。
以往的激磁電路的設計都是采用恒流源和可控開關電路組成。恒流源是由電壓基準、比較放大、控制調(diào)整和采樣等部分組成的直流負反饋自動調(diào)節(jié)系統(tǒng)，常用的激磁電路就是用串聯(lián)調(diào)整型恒流電源盒控制開關組成的，如圖1。其中Vref是參考電壓，Rs是采樣電阻，Is為流過Rs的電流，就是所需的恒流，RL為電磁流量傳感器線圈，K1、K2、K3、K4為可控開關，以達到使線圈RL中流經(jīng)正負交換的電流，對傳感器激磁。

由理想運算放大器“虛短”原理可知：

由此可知，要想獲得一個穩(wěn)定的輸出電流Is，*先，必須要提供一個高精度的基準電壓和高精度采樣電阻。由于運放在調(diào)整控制過程中的作用，運放的增益直接影響輸出電流的精度，高增益和低漂移的運放是必要的選擇。由于采樣電阻與負載串連，流過的電流通常比較大，因此局部溫度也會隨之上升，導致元器件溫度上升，恒流源的溫度穩(wěn)定性變壞，采樣電阻Rs隨溫度或其他環(huán)境參數(shù)的變化而改變，勢必影響Is的精度。其次，恒流電源的輸出電流全部流過調(diào)整管，因此調(diào)整管上的功耗也很大，必須選擇大功率的晶體管，然而大功率晶體管需要較大的基極驅(qū)動電流，以滿足對運放有較高驅(qū)動能力的要求。再次，雙極型三極管的漏電流和電流放大系數(shù)對溫度比較敏感，溫度穩(wěn)定性較差。還有，電壓電流變換器使用的負反饋閉環(huán)控制，電流穩(wěn)定度與放大器放大倍數(shù)有直接關系，在大功率電源里基本上是倒數(shù)關系。運放的溫度漂移和失調(diào)對電路的精度和溫度穩(wěn)定性有很大的影響。
為此，設計了一個新型的激磁電路，并將激勵電流反饋到A/D轉(zhuǎn)換器，以消除激勵電流不穩(wěn)定對A/D轉(zhuǎn)換結果的影響，如圖2。

其中+24V是由220V的交流電通過變壓、整流、濾波之后，輸入可調(diào)集成穩(wěn)壓器LM317，通過高精度的滑動變阻器調(diào)節(jié)而得到的恒壓源。LM317保證1.5A輸出電流，典型線性調(diào)整率0.01%，典型負載調(diào)整率0.1%，80dB紋波抑制比，輸出短路保護，過流、過熱保護，調(diào)整管安全工作區(qū)保護。系統(tǒng)的微控制器采用ARM7芯片STR710，通過它的I/O端口控制圖2中的P2.8和P2.9，ARM7芯片STR710進行控制，使端口P2輸出正負24V交變的矩形波，從而對傳感器激磁。另外，Vref（+）接該系統(tǒng)A/D轉(zhuǎn)換器的參考輸入端VREF（+）。
整個電路的工作過程為：當P2.9為高電平時，Q1、Q2、Q3、Q4導通，此時Q5的基極電流為零，Q5截止，此時P2的端口2輸出+24V的電壓。此時P2.8為低電平，Q6、Q7、Q8、Q9，此時有電流流經(jīng)Q10基極，并使其基極和發(fā)射級導通，Q10的功能相當于一個二極管的作用，此時P1端口沒有電壓輸出。那么，A/D轉(zhuǎn)換器的參考輸入端Vref（+）為：

其中，Vp2是P2端口輸出電壓幅值的絕對值，此處應該是+24V。整個電路是對稱的，且R15=R20，當P2.9為低電平，P2.8為高電平時，P2的端口2無電壓輸出，端口1輸出+24V的電壓，Vref（+）值不變，如此周而復始輸出頻率為6.25Hz的的雙極性矩形波。用Multisim仿真結果如圖3所示。

此外，把Vref（+）作為A/D轉(zhuǎn)換器的參考輸入，可以大大提高系統(tǒng)的溫度穩(wěn)定性。A/D轉(zhuǎn)換的結果可表示為：

其中，Vin為經(jīng)放大、濾波處理過的電壓信號，也是A/D轉(zhuǎn)換器的輸入信號，Vout為傳感器輸出的原始流量信號，K0為信號放大倍數(shù)。
由公式（1）可知：

通電螺線管線圈產(chǎn)生的磁場為：

其中，μ0為真空磁導率，N為傳感器線圈匝數(shù)，I為流過線圈的電流，l為線圈的長度。
由圖2可知：

把式（7）、（8）、（9）帶入式（6）可得：

由式（11）、（12）可知在保證R21精度的前提下，A/D轉(zhuǎn)換的結果只與液體的流速有關，不受電磁流量傳感器線圈電阻變化的影響。該電路通過MCU控制三極管的通斷得到激磁信號，三極管的為電流控制元件，該電路實現(xiàn)了小電流控制大電壓，三極管的功耗低，電路的響應速度快，溫度穩(wěn)定性好，抗干擾能力強，對尿酸流量計整體精度的提高起到了決定性的作用。
3.2微分干擾和工頻干擾的消除
信號中往往同時存在微分干擾和工頻干擾信號，在信號處理電路中的低通濾波往往很難將工頻干擾完全濾出。本系統(tǒng)采用了同步采樣和工頻補償技術，以抑制流量信號電勢中混入工頻干擾和工頻電源頻率波動產(chǎn)生工頻干擾，并有效去除微分干擾。同步采樣技術，采樣開始時間滯后激磁信號1/4個周期，其采樣脈寬為工頻周期的偶數(shù)倍，消除微分干擾的同時使流量信號電勢中工頻干擾平均值等于零，以消除工頻干擾的影響；工頻電源的頻率波動補償是保證頻率的動態(tài)波動中，激磁電源和采樣脈沖得以同步調(diào)整，真正實現(xiàn)同步采樣技術和同步激磁技術，同步A/D轉(zhuǎn)換，降低了微分干擾和工頻干擾的影響。
3.3零點漂移消除
所謂零點漂移，就是當傳感器的輸入信號為零時，放大器的輸出并不是零。零點漂移的信號會在各級放大的電路間傳遞，經(jīng)過多級放大后，在輸出端成為較大的信號，由于傳感器輸出的有用信號較弱，零點漂移就可能將有用信號淹沒，使電路無法正常工作。零點漂移可分為基線零點漂移和斜率零點漂移。對于零點漂移的抑制，該系統(tǒng)采用軟硬件相結合的措施。硬件電路方面，采用三運放的差動電路輸入，實現(xiàn)對大內(nèi)阻的微弱信號采集，并有效抑制了共模信號的引入。一級放大電路之后采用隔直電容，濾除基線零點漂移，防止直流信號過大，超出A/D轉(zhuǎn)換的輸入范圍。
有時硬件的方法是不可能完全滿足系統(tǒng)的要求的，必須結合軟件的方法才能更好地達到系統(tǒng)的要求，也就是現(xiàn)在所說的軟件即是虛擬硬件。結合硬件采用軟件的方法簡單易行，可以很好消除采集數(shù)據(jù)中的零點漂移，并且其成本比用硬件的方法低，改進軟件的算法可以方便實現(xiàn)對系統(tǒng)的改進。對于該系統(tǒng)的零點漂移，采用“計算斜率法”和“正負差值法”相結合的方法可以很有效地消除基線零點漂移和斜率零點漂移對尿酸流量計精度的影響。
圖4為經(jīng)過信號處理和同步采樣后的信號，同時存在基線零點漂移和斜率零點漂移。斜率零點漂移則多見于積分系統(tǒng)，隨著時間的推移，積分器的零點可能會出現(xiàn)**間累加漂移。此外，外界的環(huán)境溫度的變化也是斜率零點漂移產(chǎn)生的重要原因。

鑒于斜率零點漂移產(chǎn)生的機理，可以在標定的時候確定零點漂移的斜率K。也就是在管道液體靜止不動流量為零的時候?qū)敵鲂盘栠M行采樣，設從時間t1進行采樣，采樣歷時Δt，經(jīng)過一段時間后又從t2開始采樣，歷時Δt后采樣結束。分別得到兩組離散的信號x1到xn和x1到xn，分別除去*大值、*小值后對剩下（n-2）個值進行平均，得：

那么斜率零點漂移的斜率為：

對于基線零點漂移，“正負差值法”是比較有效便捷的選擇，它不需要直接消除信號中的基線零點漂移，而是通過算法上去掉基線零點漂移對測量結果的影響。該系統(tǒng)中，激磁信號的頻率為6.25Hz，由于所測量的液體流速不會有明顯的突變，所以在信號的一個周期0.16s內(nèi)，可以采用一個波峰減去波谷的均值來表示此時的流量信號，也即如圖3中|y4-y1|其中y4是從nT+T/4到nT+T/2采樣結果的算術平均值，y1是從到（n+1）T進行采樣結果的算術平均值。但是由于斜率零點漂移的存在，會出現(xiàn)如圖3中|y3-y2|的誤差，所以需要利用式（15）的結果對該誤差進行修正，修正后的結果也就是此時管道中液體感應出的電動勢為：

對于式（16）結果，去除了工頻干擾、微分干擾、零點漂移的影響，大大提高了尿酸流量計的測量精度。
3.4其他去除干擾的措施
對于由電磁流量傳感器的“變壓器效應”所產(chǎn)生的正交干擾，采用“變送器調(diào)零法”來消除，這個方法既方便又實用。
軟件設計方面，采用了數(shù)字濾波技術，它能完成模擬濾波不能完成的功能，很容易剔出脈沖干擾，消除數(shù)字電路毛刺，提高A/D轉(zhuǎn)換的抗工頻干擾能力以及輸入微處理器數(shù)字的可靠性。此外，還采用了掉電保護技術，軟件指令冗余措施，軟件陷阱抗干擾方法以及看門狗技術，這些措施的采用有效地排除了智能尿酸流量計微處理器失控。
在PCB電路板制作上，采用數(shù)字地與模擬地分開走線并加粗，*后用0歐電阻單點相連。數(shù)字電源與模擬電源也分開供電，合理加裝了去藕電容，并協(xié)調(diào)好不同類型IC的點評匹配。數(shù)字信號和模擬信號分開走線，有效防止了并行走線產(chǎn)生寄生電容和共生電容。選擇高性能的抗干擾芯片，這是抗干擾技術重要環(huán)節(jié)。
在尿酸流量計的安裝方面，使傳感器的外殼應接地，并且將流量調(diào)節(jié)閥門放在流量計的下游，垂直安裝（若水平安裝的流量計應保證上游10倍直徑，下游5倍直徑的直管段），這樣達到整流的目的，從而減小了流速分布不均對測量精度的影響。減短信號傳送電纜，否則由電纜分布電容引起的負載效應就會增大測量誤差，也增加了信號受到干擾的可能。
4、結束語
智能尿酸流量計多種抗干擾技術的采用，大大抑制和消除了干擾信號對有用信號的影響，增強了尿酸流量計的抗干擾能力，經(jīng)尿酸流量計制作樣機反復實驗證明，測量精度可達到0.5%，提高了以往測量的精度和可靠性。

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